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　　目前，手机系统设计中的功率检测和控制体系结构包括直接检测法、间接检测法两大类。间接功率检测法不直接检测射频功率输出，其电路结构比较简单，可以为低成本和小尺寸的系统设计提供解决方案。但是间接功率检测法不可预知天线的负载，这大大影响了检测的精度。相反，直接功率检测法可直接检测射频端口的功率输出状态，通常需要使用定向耦合器，增加了设计的复杂性和难度。耦合器可作为独立元器件或者和功率放大器集成设计。直接功率检测法可预知天线的负载，具有良好的功率精度控制，该方法近年已被广泛地使用。

　　本文首先定义了一个常用的直接功率检测模型，在理想定向耦合器与非理想耦合器情况下对该模型进行理论分析;然后运用ADS对模型进行仿真，并对仿真结果进行详细的研究分析;最后，分析结果表明在负载失配的情况下，定向耦合器的方向性对功率检测精度具有很大的影响。

　　2 功率检测模型和理论分析

　　如图1所示，利用定向耦合器进行功率检测。此模型适用于目前的GSM、EDGE、WCDMA和LTE等手机系统设计中。端口1为功率放大器输出，端口2为连接天线负载，端口3为功率检测端口，端口4为隔离端。该四端口系统散射矩阵可表示为：

　　定向耦合器的方向性定义为：

　　在实际使用中，通常端口3与端口4认为接50欧姆匹配负载，故该四端口散射矩阵公式(1)可简化为：

　　在一定假设条件下，基于图1直接功率检测法模型，分析其采用的是理想定向耦合器和非理想定向耦合器两种情况下，负载变化对功率检测端口的误差变化的影响。

　　2.1 理想定向耦合器

　　假设定向耦合器为理想耦合器，其方向性无穷大，S32等于0，则公式(3)所表示的四端口矩阵可以简化为：

　　对公式(4)进行简单的数学计算，可得到功率检测端口的正向电压为：

　　其中，S31代表耦合度;S21代表耦合器插损;b2代表功放输出电压;b3代表检测电压。不同的负载引发不同的变量值：。假设驻波比相同，负载相位的变化会导致检测端口的电压b3也发生变化。根据公式(5)，b3的最大值、最小值可分别用公式(6)和公式(7)进行计算：

　　2.2 非理想定向耦合器

　　定向耦合器非理想时，方向性不能为无限大，S32不等于0，此时图1所示的直接功率检测模型的四端口散射矩阵为公式(3)。通过对公式(3)进行数学运算可得：

　　当方向性D为恒定值时，不同的负载引发不同的变量值：。假设驻波比相同，负载相位的变化会导致检测端口的电压b3也发生变化。根据公式(8)，b3的最大值、最小值可分别用公式(9)和公式(10)进行计算：

　　3 ADS建模仿真

　　基于图1所示模型，在电磁仿真软件ADS中构建其对应功率检测电路，如图2所示：

　　下面将详细分析功率检测端口电压随着不同的负载、耦合器的方向性和耦合器的插损的变化。

　　在GSM、WCDMA、LTE通信系统中，通常在驻波比为2.5时进行验证功率检测的精度。假设定向耦合器为理想状态，耦合度为-20dB，方向性无穷大，没有插损，此时观察端口3在全相位下的变化情况，结果如图3所示：

　　从图3可以观察到：在理想状态下，功率检测变化量基本无变化。驻波比为2.5、耦合度为-20dB、方向性为20dB、插损为0.2dB时的仿真结果如图4所示，功率检测变化量高达0.733dB。

　　根据公式(8)，可得出影响功率检测变化的关键因素，这些关键因素包含方向性D、插损S21、驻波比及负载的相位变化。针对这些变化因素进行不同的设定和仿真，ADS仿真结果汇总如表1所示。从表1可以观察到：非理想定向耦合器的方向性的变化对功率检测变化量的影响非常大。

　　4 设计实例分析

　　为了验证功率检测模型理论分析的准确性，对设计实例进行测试，测试过程在负载端加载可变负载，设置在驻波比为2.5时，全相位下的功率检测结果误差。

　　图5为WCDMA制式下功率放大器芯片中的耦合器设计，工作频率范围为2.3―2.62GHz，在HFSS仿真中，隔离度高达35dB，但是由于加工的误差，实际情况下的射频寄生参数影响及在调试过程中输入负载端的影响，实测的隔离度为19～21dB。

　　在驻波比为2.5时，全相位下功率检测端口实测的误差变化情况如表2所示：

　　5 结论

　　在实际中，不同的使用环境会导致智能设备的天线端阻抗发生变化，进而严重影响功率控制的精度。为了满足严格的功率控制精度要求，应尽可能地减少检测误差。从本文的研究可以看出，天线端驻波比的变化对检测精度有很大的影响，因此在基站设计中，通常会在天线与放大器之间加有双工器、隔离器、开关等，防止天线的阻抗发生畸变。但是在手机等小型设备中，放大器后面通常只有切换开关，此时定向耦合器的方向性显得尤为重要，为满足±0.5dB的功率控制精度，一般定向耦合器的方向性要求达到17dB以上。

　　参考文献：

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